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全部產(chǎn)品

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對于大多數(shù)采用電感的非同步整流升壓型開關(guān)變換器，其輸入和輸出之間都存在一條直流通路，如圖1所示。該通路的存在會造成兩種不良后果:其一，一旦輸出短路或嚴重過載時間超出幾百毫秒將導(dǎo)致二極管(通常為肖特基二極管)過熱損壞;其二，當(dāng)由于某種原因，比如人為關(guān)閉，使開關(guān)振蕩電路停止工作，負載端仍然有電壓存在，只是比輸入端低一個二極管的管壓降而已，這時輸出仍會消耗能量。除此之外，如果該殘存電壓低于負載穩(wěn)態(tài)工作電壓范圍，將使電路處于不確定狀態(tài)。
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對于輸出電流相對較小的應(yīng)用場合(小于5A)，利用單片電流模式控制器和高端電流取樣技術(shù)，上述兩個問題都可以很好地解決。在這些電路中，二極管被一同步整流開關(guān)三極管取代，因此通過關(guān)閉內(nèi)部開關(guān)三極管就可把輸入輸出通路截斷，這樣一來，負載端對輸入端來說就呈高阻狀態(tài)，而這正是所希望的結(jié)果。在正常工作狀態(tài)，電路內(nèi)部的高端取樣電阻對負載電流周期性地進行采樣，因此避免了因過流導(dǎo)致災(zāi)難性后果出現(xiàn)。因此，內(nèi)部過熱保護電路為變換器提供了安全工作區(qū)(SAO)。
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其中P溝道增強型MOSFET--Q1是實現(xiàn)負載斷路的關(guān)鍵元件。當(dāng)MAX668在關(guān)閉模式時，二極管D1仍然導(dǎo)通，使得MAX810L的電源端的電壓為3.3V減去二極管D1的管壓降。由于MAX810L的復(fù)位門檻電平為4.65V，因此其RESET端輸出為高電平，迫使Q1關(guān)斷，從而使負載與輸入電源斷開。MAX668通過外部反饋電阻網(wǎng)絡(luò)設(shè)定5V輸出電壓。當(dāng)輸出電壓超MAX810L的復(fù)位門檻電平時，其內(nèi)部單穩(wěn)電路開始工作并延時約240ms。之后，MAX810L的輸出變低，使Q1導(dǎo)通。
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當(dāng)外部負載或C2在啟動瞬間要汲取較大電流時，快速導(dǎo)通Q1可能使MAX810輸入電壓低于其復(fù)位門檻電壓從而導(dǎo)致復(fù)位出現(xiàn)，因此在圖2基礎(chǔ)上再增加一RC網(wǎng)絡(luò)以減緩其開通過程，合適地選擇R、C可使負載連接過程延續(xù)到幾個MAX668開關(guān)工作周期，使MAX668的輸出電壓一直高于MAX810的復(fù)位門檻電壓。假如R、C使Q1的導(dǎo)通時間延長，同時也延長了關(guān)斷時間。因此需要在電阻上并聯(lián)一肖特基二極管，以加速當(dāng)負載過載時關(guān)閉Q1的進程。為了獲得增強型通道及較低的導(dǎo)通電阻，上述電路均需要采用邏輯電平控制的P溝道MOSFET，如果Q1的導(dǎo)通電阻值較大且在其兩端產(chǎn)生較大的壓降(特別是低輸出電壓應(yīng)用場合或負載離電源的距離較遠時)，則應(yīng)該從Q1漏極端反饋電壓調(diào)節(jié)輸出。
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當(dāng)使能升壓變換器，且其輸出電壓超過MAX810的復(fù)位門檻電平并經(jīng)過復(fù)位延遲后，MAX810的輸出將由高變低，使Q1導(dǎo)通，連通負載。同時，MAX810輸出的低電平使MAX4544的COM端與NC端(常閉端)接通，使得反饋電阻由Q1的源極切換至Q1的漏極，從而允許從遠離變換器的負載端對輸出電壓進行調(diào)節(jié)。高壓熔絲在高壓電塔與電線桿上，經(jīng)常使用兼具啟斷開關(guān)功能的熔絲鏈開關(guān) (Fuse Cutout)，作為輸配電系統(tǒng)的過電流或短路保護。溫度保險絲的規(guī)格中雖也有容許電流一項，但要注意的是:溫度保險絲并沒有與電流保險絲一樣的電流保護作用，不可混淆。